(c) klausmobile 2000
1. Учитесь читать первоисточники
"Из всех параметров МДП транзистора для нас важнейшим является сопротивление открытого канала". Клаусмобиль
Именно так, но не оно одно. Возьмем документацию на силовой транзистор (скажем, IRFP054N) и разберем по косточкам. А по ходу расставим приоритеты - что важно, а что нет. Сразу скажу, по трем главным параметрам - сопротивление канала Rds, предельное рабочее напряжение сток-исток Vbrds, и ток канала Id выводы делать можно, но желательно оперировать полным набором данных. Хотя бы потому, что предельно допустимые при +25С параметры гарантированно убьют прибор при 100С. А, кроме того, предельные данные в интерпретации разных производителей не всегда сравнимы.
Итак, читаем документ (вот он - 110 кБ, (c) International Rectifier)
Абсолютные максимумы
Постоянный ток стока при Vgs=10В: Id=81A при 25С, Id=57A при 100С. А в примечании сказано - "Вычислено исходя из предельного (идеального) теплового сопротивления корпуса". Стало быть, в реальной жизни недостижимо. Предельный ток определим сами исходя из разумной тепловой мощности, скважности импульса и сопротивления канала.
Импульсный ток стока Id=290A (c аналогичными оговорками). Прекрасно, но столь же недоступно.
Тепловая мощность, рассеиваемая при 25С Pmax=170Вт и ее понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-1.1Вт/C. Эти два параметра всегда живут нераздельно. Ведь при прогреве кристалла до 125С (это нормально) предельно допустимая мощность снижается до 170-1.1*(125-25)=60Вт. Вот на эти 60 Вт, а с запасом - 50Вт, и будем пока ориентироваться.
Предельное напряжение затвор-исток (Vgs) - +/-20В. Достаточно безопасно для 12В сети.
Тепловое сопротивление
PN переход-корпус - Rjc=0.9 C/Вт. Это означает, что при 50Вт тепловых потерь температура рабочей области кристалла будет на 0.9*50=45 градуса выше, чем температура корпуса транзистора (которая в свою очередь меньше средней температуры радиатора).
Корпус-радиатор, плоская повержность с силиконовой смазкой - Rcs=0.24 C/Вт. Т.е. 60Вт дадут еще 12С тепловой потери. Со слюдяной прокладкой будет чуть хуже. Еще один аргумент в пользу полностью изолированных транзисторов. Увы, пока их мало и дороги собаки...
PN переход-воздух (в отсутствии радиатора) - Rja=40C/W. То, что и следовало доказать - без радиатора прибор бесполезен.
Электрические параметры (при 25С на pn-переходе)
Лукавые параметры. С учетом выше сказанного, 25С на переходе может быть только в очень холодную зиму. Поэтому исключительно важны температурные зависимости всех параметров. Слава Богу, IR не врет и честно о них рассказывает.
Напряжение пробоя закрытого канала - Vbrds=55В (Vgs=0В, пороговый ток канала 250мкА) и его понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-0.06Вт/C. Т.е. при 125С Vbrds снизится до 49В. Два хороших вывода. Первое, размах напряжения на стоке равен двум напряжениям питания (т.е.30В макс) плюс неизбежная колебаловка при переключении (добавим еще 10В) - итого 40В, что явно вписывается в норму. Второе, если 250 мкА уже достаточно велики и считаются "пробойным" током, то нормальный ток утечки закрытого транзистора еще на порядок ниже (25 мкА при 25С и Vds=55В, но 250мкА при 150С). И отключать его (преобразователь) от аккумулятора в нерабочем положении конечно же не надо.
Сопротивление открытого канала при Id=43А и Vgs=10В: Rds=12мОм (миллиОм). Хорошее сопротивление. У наилучшего в этом отношении одиночного кристалла IRFP064N - 6.4 мОм (это в 1999 году он был самым низкоомным. Времена меняются - 2002 ...). Меньше - только у многокристальных модулей. А как оно ведет себя с ростом температуры - показано на графике 4. При снижении температуры до -40С сопротивление снижается на 25%. При 100С - увеличивается на 40%. При 175С - удваивается. Поэтому далее в расчетах я всегда оперирую удвоенным "паспортным" сопротивлением.
Пороговое напряжение на затворе Vgsth=2.0..4.0В при Id=250мкА. На графике 3 - температурная зависимость передаточной характеристики. Из нее ясно, что для гарантированного полного открытия канала вполне хватит и 8В. "А все остальное мне - неважно".
Ток утечки затвора IGSS=100nA - нам не интересен.
Полный заряд затвора - 130нКл при Vgs=10В, Vds=43В. Этот параметр определяет требования к цепи запуска (драйверу затвора). Примерный расчет такой цепи см. в материале по применению ИС TL494 на моем сайте. Косвенно, он определяет и тепловую безопасность транзистора, ведь основная доля тепла выделяется именно в переходном процессе. А на графике 6 показана его зависимость от напряжения на затворе. Видно, что во-первых, "емкость" затвора нелинейна, во-вторых, заряды, требуемый для открытия и закрытия канала при 12В питания будут неодинаковы. А во-вторых, она практически не зависит от напряжения питания на канале.
Временные задержки включения и выключения - все имеют не более 66 нс задержки, что нас устраивает.
Входные и выходные емкости - о входной мы уже говорили. Выходная определяет резонансы цепи стока, которые лечатся RC-успокоителем. Впрочем, по сравнению с колебаловкой, порождаемой собственно нагрузкой (трансформатор-выпрямитель), они несерьезны.
Параметры обратного диода нас особенно не интересуют.
Что же в сумме?
По напряжениям, задержкам и емкостям - вписываемся.
По току - пусть при скважности 40% падение напряжения на канале ограничено 1В (из 12 доступных). Тогда мгновенный ток канала 40 А (сопротивление 24 мОм), а средний за период - 16А. Этим и ограничимся (с учетом температурных ограничений).
При этом тепловая мощность на канале (в среднем за период) равна 40%*1В*40А=16Вт. Это безопасно со всех сторон. Заметно, что именно сопротивление канала, а не тепловые параметры корпуса и кристалла ограничивает режим работы в установившемся открытом состоянии. Чтож, такова низковольтная жизнь...
Но это без учета переходного процесса. А всего, с учетом общего теплового сопротивления в 3 C/Вт (0.24+0.9 на транзисторе, 1.8 на радиаторе) - суммарную мощность на прибор целесообразно ограничить не более 40Вт (из расчета Т=170С на кристалле, 70С на радиаторе).
2. Считаем на пальцах
Я составил простую табличку (в Экселе 98), в которой можно оценить тепловой режим и КПД первичной цепи преобразователя - т.е. потери на ключах и первичной обмотке. Потери представлены как сумма потерь открытого состояния (см. абзац выше) и переходного состояния.
Потери открытого состояния пропорциональны квадрату входного тока (т.е. квадрату потребляемой мощности), переходные потери - линейно пропорциональны входному току (мощности). Видно, что переходные потери доминируют на малой мощности, на больших мощностях - потери на сопротивлении открытого канала возрастают и резко снижают КПД первичной цепи. При этом тепловые потери достаточно невысокие. Т.е. выбор транзистора в дорогом массивном корпусе ТО-247 или ТО-3 неоправдан - меньший корпус ТО-220 обеспечит тепловой режим не хуже. Что касается эффективности теплоотвода и надежности констукции, автор обеими руками за полностью изолированный ТО-220 (например IRFI1010N).
Так как нам выбрать транзистор для усилителя выходной мощностью Ру=200Вт? Зададимся предельными потерями - 12.5% в открытом состоянии, 7.5% на переходных, это только в первичной цепи на максимальной мощности. Полагая 13% эффективность вторичной цепи, имеем общий КПД 67%. Полагая КПД собственно усилителя также 67% на полной мощности Pу (скажем 200Вт), имеем Pвх = 2.2 Py = 440Вт. При этом средний входной ток Iвх= 440Вт / 12В = 37А, а ток открытых ключей при суммарной скважности 80% - 37А/0.8 = 46A. Потери не должны превышать 55Вт в открытом состоянии и 33Вт на переходных процессах. Так как Pоткр=I^2 *Rds (закон Джоуля-Ленца, позвольте напомнить), Rds должно быть не более 55Вт/(46А)^2 т.е. 26 мОм - удвоенное "паспортное" значение. Стало быть, IRFP054N вписывается, практически без запаса. Но точно так же впишутся и IRFI1010N и BUZ100 (естественно в ТО-220 а не SMD корпусе). А вот транзисторов BTS131 c Rds=0.06 Ом придется ставить аж 5-6 штук на плечо, зато требования к охлаждению каждого так же в разы снизится. Этим нередко пользуются, ставя батарею MiniDIP или SMD приборов вовсе без радиаторов. Конечно, распараллеливание транзисторов требует особых приемов схемотехники и разводки платы, но при выходной мощности выше 200-250Вт другого выхода - пока - просто нет. Любопытных отсылаю к исторической статье Шихмана в "Мастер 12 Вольт" про устройство Ланцаровского усилителя
Что касается мощности, рассеиваемой на фронтах, она практически не зависит от Rds - только от тока и длительности фронта. Вполне реально ее уложить в 2-3 процента периода, и закрыть вопрос для любых допустимых токов.
3. Резюме.
Выбираем низковольтные транзисторы (Vbrds=55-100В) в корпусе TO-220, а еще лучше TO-220 Fullpak, из расчета паспортного сопротивления канала
25 мОм для Pу=100Вт Rms, 12 мОм для Pу=200Вт Rms, одиночные или параллельные
для больших мощностей - параллельные транзисторы с общим сопротивлением на плечо - до 8 мОм на 300Вт, до 5 мОм на 500Вт и т.п.
С точки зрения тепловой надежности, при выборе между одиночным и эквивалентными параллельными транзисторами, стоит выбрать именно параллельные транзисторы, соблюдая правила распараллеливания МДП ключей.
Что касается отечественных "клонов" ключей International Rectifier, минимальное сопротивление канала имеет КП812А1 - 28 мОм. Один КП812А1 на плечо потянет 80-100Вт выходной мощности, далее - обязательно распараллеливать. Также в относительно маломощных конструкциях можно использовать КП812Б1 (35 мОм), КП812В1 (50мОм), КП150 (55мОм), КП540 (77мОм). Транзисторы с большим сопротивлением канала применять нецелесообразно.
Благодарности, ссылки, примечания
