(c) klausmobile 2001
Простейшая аналоговая оптронная развязка, применимая в автомобильных ПН - делитель-оптрон-ИОН. Приведен фрагмент реального ПН для питания лампового однотактника (в классе А). Подпорка на стабилитроне (39В) практически исключает влияние температурной нестабильности оптрона. Но какой ценой: ценой роста коэффициента передачи всей цепочки и сужения диапазона входных напряжений, при которых выходной сигнал более-менее линеен. В классе А это прошло (альтернативный "балансный" вариант имеет более широкий входной дипазон). А вот в транзисторном усилителе в классе Б - влияние пульсаций тока нагрузки требует более линейного датчика с широким диапазоном входных напряжений.
Впервые эта замечательная двухоптронная схема попалась мне на глаза в его бортового усилителя. Вот так, на паре оптронов, реализуется термокомпенсированная ОС по напряжению в преобразователе с полностью гальванически развязаными входной частью (ШИМ контроллер) и выходной (фильтры и нагрузка).
Просто включить оптрон последовательно с гасящим резистором допустимо в домашней аппаратуре, но совершенно неприемлемо на борту. Изза температурной зависимости коэффициента передачи оптрона (он всегда отрицательный, порядка 0.5 - 1% на градус) точка стабилизации уплывет неприлично далеко. Из графика (вырезан из даташита TLP621) можно прикинуть, что коэффициенты передачи при -25С и +75С соотносятся как 1:1.7 для входных токов 5..25 мА (ТК 0.5-0.8 %/град) и 1:2.5 для токов ниже 5 мА (ТК 0.7-1.5%.град). Кстати, именно поэтому рекомендуемый производителем входной ток (светодиода) как раз 5..16мА - дрейф минимален.
Термокомпенсированная схема снижает ТК всей цепи за счет того, что второй оптрон (на рисунке А1) крадет ток первичной цепи, причем доля украденного плавает с тем же ТК что и у первичного оптрона (на рисунке А2). Полагая коэффициенты передачи A1, A2 равными К (вполне допустимо), коэффициент ослабления тока эмиттерного повторителя D=R3/R2, решаем простейшее уравнение и получаем отношение тока через R2 (выход) к току входного светодиода.
Подставив температурную зависимость К=К0-B(T-T0), где К0 - значение при T0=+25С, В - температурный коэффициент, можно решить уравнение относительно температуры и найти оптимальный коэффициент выходного делителя D. В нормальном диапазоне изменений В (0.5-1.5%/град) оптимальный коэффициент D примерно равен квадрату K0. Ошибка регулирования на краях температурного диапазона сокращается с ростом К0. В целом реально уменьшить дрейф коэффициента передачи всей цепи ООС в пять раз по сравнению с некомпенсированным делителем.
Расчет номиналов для Uвх = 250В, опорного уровня контроллера Uref = 5.0В, К0 = 3. Ток входной цепи задаем минимально возможным (5мА), тогда R1 = 250В/5мА > 47кОм. Мощность рассеиваемая R1 при 25% перенапряжении P=(300В)^2/47k=1.9Вт. Выбираем D=3^2=9 (тогда X = 1.5). Ток через R2 равен X*Iвх=7.5мА, напряжение на R2 равно Uref+Ube=5.0+0.6=5.6В, R2=5.6В/7.5мА > 750 Oм. R3 = DR2 > 6.8кОм. Общий ток потребления вторичной цепи от батареи +12В равен 8.5 мА. Максимальная мошность, рассеиваемая активным прибором, приходится на транзистор А1 и равна 7.5мА*(12В-5.6В) > 50 мВт (все в норме).
Благодарности, ссылки, примечания
